str 彩电开关电源网友投稿

2021-08-05 11:42:22本页面

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【正文】

利用STR设计34″彩色电视机开关电源 摘要:介绍Sanken公司的混合型开关电源ICSTRF6600系列的原理和应用,作为实例,介绍了使用STRF6656设计一个34″彩电用的开关电源,并给出满意的实验结果。 1引言 混合型电源ICSTRF6600系列是日本Sanken电气公司的近年产品。它内含MOSFET及控制IC部分,是专门为反激型变换器设计的,特适用于彩色电视机开关电源。 该混合IC可工作于准谐振方式以及脉冲占空比控制(PRC——PulseRatioControl)方式。它具有常规第二代SMPSIC的特点,即采用次级输出采样及光耦反馈稳压、准谐振、高效率、宽输入范围、良好的输入电压调整率和负载输出特性。

还有过流、过压及热保护等。相对于同类型的其它厂家IC,它多了一个热保护以及开关电噪声较小,可简化或甚至取消浪涌吸收电路。 本文介绍该系列IC的工作原理,在此基础上描述怎样利用它设计制造一个34″彩色电视机开关电源。文中给出样机电源电路,变压器设计以及实验结果。实验表明,该电源完全符合电视机电气要求,它外围元件少,设计容易,稳定度高。在高温、低温、EMI、短路和开路等环境和安全实验中均符合国家标准,是一个不可多得的简单和高效能的电视机实用开关电源。 2混合型开关电源控制器STRF6600系列原理和特性简介 图1给出了STRF6600系列的原理方框图。这是一个有一个引出脚的塑料封装IC。

其每脚功能简述见表1。 表1STRF6600系列每脚功能 管脚 符号 说明 功能 1 OCP/FB Overcurrent/Feedbackterminal 输出过流检测信号和稳压控制信号 2 S Sourceterminal MOSFET源极 3 D Drainterminal MOSFET漏极 4 VIN Supplyterminal 控制电路的电源输入端 5 GND Groundterminal 地 21起动电路 当AC电源在t0加入时,由图2可知,在半个周期内,A点对地峰值电压VA≈Vd(整流电压),VA经过R902向C909充电。

使IC脚④上电压Vin近似线性上升(见图3)。当Vin上升到阈值电压Vin(ON)=16V 图1STRF6600系列方框图 图2起动电路 图3起动时Vin端口电压的波形 时,IC内的控制电路开始起动,Vin端口上的输入电流Iin由100μA突升到30mA,电容C909来不及供电而使Vin下降。如果此时由驱动绕组D1所提供的DC电压足够的话,Vin将不致于掉到仃振阈值11V以下,则IC继续工作起动成功。驱动绕组D1的圈数须保证经整流后在C909上电压超过11V,同时又要低于20.5V。因为Vin大于20.5V则过压保护电路起作用,Vin小于10V时则欠压保护电路起作用。一般Vin取18V是较合适的。

关于R902及C909的选值要适当。R902、C909太大均会使IC起动时间t1t0延长。但C909亦不能过小,否则在驱动绕组电压到来之前它已不能维持IC动作,这样就不能顺利起动。一般对宽电源(90~270)VAC电压C909取(47~100)μF,R902取47kΩ~68kΩ是合适的,对窄电源(200VAC),R902可取82k~150k。在本例子中,当R902=82kΩ,C909=47μF,输入电压为90V时,其开机起动时间为1.3μs左右。 22内部振荡器,稳压原理和过流保护 (1)内部振荡器 IC内部振荡器是通过对C1的充放电而形成振荡脉冲的,放电时间常数C1R1(≈50μs)决定了MOSFET的关断时间。

在PRC运用模式中,稳压是由固定toff而变化ton来达到的。图4示出了当没有稳压控制信号输入时,内部振荡器的工作波形。由图5波形可见,当MOSFET导通时,电容C1被充电到6.5V。同时漏极电流ID逐步上升,在R5上形成一锯齿形状电压VR5。VR5通过R4后几乎无损失地加到IC的①脚OCP/FB端口。当①脚电压V1达到阈值Vth1≈0.73V时,比较器1开始动作,它使振荡器输出反相,并通过驱动级将MOSFET关断。此后C1通过电阻R1放电,C1两端电压按恒定的放电时间常数C1R1线性下降。当它降到3.7V左右时,振荡器输出再次反相,使MOSFET重新导通,C1电压再次跳升到6.5V。如此不断重复上述过程。

由上述可知,MOSFET的导通持续时间ton是由VR5的上升斜率决定的,而toff在PRC模式中则由C1R1决定。 (2)稳压原理 如图5所示,为了控制输出,光耦合器的误差信 图4无稳压控制信号输入时之振荡波形 图5有稳压控制信号作用下的振荡波形 图6导通期间的V1波形 图7截止期间的准谐振信号 号输出电流在R4上形成电压降VR4串接在VR5上,从而使输入到①脚的电压V1波形部分受到VR4的控制,使比较器1提前或拖后反相,以改变MOSFET的ton从而改变次级输出电压,达到稳压的目的。这属于电流控制方式。一般说来,在电流控制方式中,轻载时VR4会升高。

有可能使MOSFET导通时的浪涌电流所引起的噪声对比较器1带来误触发。为了解决这个问题,在MOSFET关断期间插入一个有源低通滤波器,它是由C5和一个1.35mA恒流源组成,旁接于①脚和地之间。在MOSFET导通之前,该滤波器分流了从光耦输出的约一半电流量,因而使VR4直流偏置量有效降低,防止了导通浪涌电流的叠加而引起的误触发,此外C5的存在也加大了对噪声的吸收旁路作用。 应该指出的是,现在ton的控制是通过改变VR4的直流电压达到(见图6),这与过去传统方法不同,过去的STRS6700和STRM6800系列是靠改变充电电压的斜率而达到改变ton的。 (3)过流保护 这是一个脉冲连着脉冲的过流检测电路。

由图5中的波形可见,比较器1起着过流保护作用。只要正比于Id的电压V1峰值超过限值0.73V时,就会强迫振荡器输出反相,使MOSFET关断,ton变小,达到了限制输出电流和输出功率的目的。 23准谐振运用 上面讨论了纯光耦反馈电路的PRC工作情况,实际的应用电路应包括从变压器驱动绕组D1来的反馈支路(它包括D903,R908,C913,D904等元器件),由于这个支路的存在,使得V1在MOSFET关断期间含有与VDS成比例的电压成份,它叫准谐振信号(见图7)。根据准谐振信号的电平大小可决定该电源是工作在PRC方式还是准谐振方式。 在MOSFET关断期间如果准谐振信号V1处在0.

73V与1.45V之间,则比较器1起作用使电源进入PRC方式;如果准谐振信号V1超过1.45V(V1最大值为6.0V),则比较器2起作用使toff降为1.5μs(min)左右,但现时功率管的关断时间不取决于此值,而是比它大得多。上只要V1保持大于0.73V,则MOSFET仍然维持关断,什么时候开始转导通,则由准谐振方式决定。准谐振方式就是使MOSFET在VDS的谐振周期的半周处导通,这样可保证较低的开关电应力和减少开关损耗,为达此目的,需要满足以下二条件: (1)在漏极和地之间要有一个合适的电容C908存在,由它与初级电感构成LC谐振回路,以便形成漏源极之间电压VDS的谐振波形; (2)栅极驱动中要有合适的延迟以保证当准谐振信号V1下降到0。

73V以下,MOSFET开始导通时恰好对应于VDS波形的最低处。在具体调整时,可用一功率表监测电源输入端,在固定输出负载下,调整R908、C913大小,以获得最小输入功率,此时可判断延迟时间为最合适。还要指出的是延迟作用也有C910和电路分布电容的参与,所以即使不接入C913,电路仍会有某些延迟。 24驱动电路,锁定触发器,热保护和过压保护 (1)驱动电路 驱动电路如图8所示。 这是恒压驱动电路,它利用稳压二极管ZD1(8.6V)来保护恒定的驱动信号幅度。当驱动信号为正脉冲时,Q1导通,通过电阻RG1+RG2对MOSFET激励使之成为软开关。当输入信号为零电平时,Q1截止,Q2导通,MOSFET栅极电荷将经过一个较小的电阻RG1而迅速放电。

稳压二极管ZD1的作用是保护MOSFET在截止时不致于被上冲的VDS(500V~600V)通过DG极间电容耦合到栅极而将管子损坏。 (2)锁定触发器Latch 当电路发生过压或过热时,芯片内有关电路会将锁定触发器置ON,使④脚上电压Vin在10V~16V之间来回摆动。IC间歇性地工作,阻止了电流和电压不正常的升高,直到Vin低于6.5V时,电路完全不起振。此时若要电源再起动,需要关机后再开机才行。 (3)热保护电路 当混合型IC的外壳温度超过140℃时,控制IC中的热保护电路就会起动锁定触发器置ON,由于MOSFET与控制IC装在同一块基板上。所以热保护同样包括MOSFET。

(4)过压保护电路 当Vin超过22.0V时,过压保护电路能起动触发锁定器。使Vin在10V~16V之间来回摆动最后会降到6.5V以下,电源完全停止工作,此时要关机后再开机才能重新起动。 过压保护电路同时可以防止次级输出电压VO1过高。例如当控制电路开路或其它原因引起VO1大大升高时,通过变压器耦合,驱动绕组的感应电压相应也会升高,从而使Vin升高。当Vin超过22V时过压保护同样起作用。限制了VO1的再升高,此时的VO1为VO1(OVP)= 例如设VO1(正常值)=130V,Vin(正常值)=18V,利用上式即可算出VO1(OVP)=162.5V,这表示当故障发生时由于过压保护起作用。

VO1最高不会超过此值。 3调整和测试结果 利用上述电源安装了三台34英寸彩色电视样机,最初开机时电源不工作,后用示波器观察Vin波形,发现电压过低,于是将驱动绕组ND1由4Ts改为5Ts,Vin又过大,电源起振一次又熄灭(因过压保护起作用),后加入一个串联电阻10Ω/1W于整流二极管D904支路上,问题得以解决,Vin在稳定时达到17V,可顺利开机。 在调试中,为了得到最佳的准谐振的工作状态,可在电视机的电源线端接入一只交流功率表,输入2V交流,并将画面调至黑场,关掉伴音(此时开关电源的振荡频率最高),在这情况下调整延迟电路元件R908,C910参数,直至功率表的读数Pi为最小。

此时表示电源的开关损耗最小,电路工作在最佳的准谐振方式中。 实验表明,该电源开关噪音干扰较小,无须加入特别的抗干扰措施,便轻易地通过EMC测试。但在稳态的STANDBY状态,其输入功耗稍大些,通过调整ND2,以及加入第二光耦IC904使电源在STANDBY时工作在间歇脉冲状态,从而减少了输入功耗。最后得出如下实验结果: 输入电压VMAINS:(90~2)V 输出电压VO1:130V 输入电压调整率:当VMAINS=90V~2V时,VO1=130V0.2V 负载变化调整率:当IO1=0.3A~0.6A时,VO1=130V0.3V STANDBY输入功耗(230V时):12W AC/DC转换效率η=85% 开关频率范围:30kHz~110kHz SB频率:8。

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